• 三極管放大電路的性能指標

    在電子電路系統中,放大電路(器)的種類非常多,可分為低頻放大器、高頻放大器、射頻放大器;有甲類放大器、乙類放大器等等。 無線通信設備的射頻部分就包含低噪聲放大器、i中頻放大器、緩衝放大器、驅動放大器、功率放大器等。放大電路如圖1所示。 圖1 從理論上講,在設計不同的放大器時的要求與考慮有很大的不同,但它們的本質特點是一樣的一一是能量的控制和轉換,都是對信號進行功率放大。 只有使放大電路中的三極管工作在放大區,才能使三極管放大電路的輸出與輸入保持線性關係,即電路不產生失真。 不失真的放大才有意義。對於三極管放大電路,通常用放大倍數、通頻帶、輸入輸出電阻、線性度、輸出功率與效率等來衡量。 放大倍數是衡量三極管放大電路的重要指標。放大倍數的值是電路的輸出量與輸入量之比。 圖2 字母上加小圓點表示相量,即有幅值與相位值。但也有一些資料中沒有加小圓點來標識相量。 由於放大電路中電容、電感及半導體器件結電容等電抗元件的存在,在輸入信號頻率較低或較高時,電路放大倍數的數值會下降併產生信號相移。 這意味着同一個放大電路對不同頻率信號的放大能力不同。在通常情況下,放大電路只適用於放大某一個特定頻率範圍內的信號。 但人們總是希望放大電路對特定頻率範圍的信號有近似相等的放大能力,如電視機的高放電路、手機的接收低噪聲放大電路。 帶寬被用於衡量放大電路對不同頻率信號的放大能力。 放大器的帶寬是指的是放大器的通頻帶,即放大器電路可以保持穩定工作的頻率範圍。這裏的通頻帶概念其實是與濾波器一節的通頻帶概念相通的。 它等於一個器件或電路正常工作的最高頻率與最低頻率的差值。所以,需要兩個頻率值來定義帶寬。 圖3所示為一個放大器幅頻特性示意圖,其中的Am是放大器的最大放大倍數,通常被稱為中頻放大倍數。 圖3 對於放大電路來説,在輸出信號不失真的情況下,負載上能夠獲得的最大功率被稱為放大電路的最大輸出功率。 放大器消耗的直流功率是工作電壓與工作電流的乘積。 轉換效率是衡量放大器(特別是功率放大器)極為重要的指標。放大器將電源的直流功率轉化成交流信號功率輸出,只有一部分直流功率被轉化成為有用的信號功率併為負載所獲得,另一部分被放大器本身以及電路中的寄生元件所消耗。 放大器的效率有下面兩種定義方法。 一般而言,總是希望放大電路的輸入電阻大、輸出電阻小。但若希望放大電路獲得較大的輸入電流,輸入電阻應適當小些; 若希望給負載提供較大的電流,輸出電阻就應適當大些。因此,放大電路輸入電阻與輸出電阻的大小應根據實際需要而設計。 END 版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

    電源系統設計 三極管 指標

  • 如何除掉地環路干擾?

    地環路經常來無蹤,去無影,只在示波器上留下一道痕跡。在電子設備正常工作的時候,它就突然出現了,然後又消失了。 地環路干擾是一種較常見的干擾現象,常常發生在通過較長電纜連接的相距較遠的設備之間。其產生的內在原因是地環路電流的存在。由於地環路干擾是由地環路電流導致的,因此在實踐中,有時會發現,當將一個設備的安全接地線斷開時,干擾現象消失,這是因為地線斷開時,切斷了地環路。這種現象往往發生在干擾頻率較低的場合,當干擾頻率高時,短開地線與否關係不大。 地環路干擾形成的原因1:兩個設備的地電位不同,形成地電壓,在這個的驅動下,設備1 — 互聯電纜 —設備2 — 地 形成的環路 之間有電流流動。由於電路的不平衡性,每根導線上的電流不同,因此會產生差模電壓,對電路造成干擾。地線上的電壓是由於其它功率較大的設備也用這段地線,在地線中引起較強電流,而地線又有較大阻抗產生的。 地環路干擾形成的原因2:由於互聯設備處在較強的電磁場中,電磁場在設備1 — 互聯電纜 —設備2 — 地 形成的環路中感應出環路電流,與原因1的過程一樣導致干擾。 解決地環路干擾的基本思路是有兩個:一個是減小地線的阻抗,從而減小干擾電壓。另一個是增加地環路的阻抗,從而減小地環路電流。當阻抗無限大時,實際是將地環路切斷,即消除了地環路。例如將一端的設備浮地、或將線路板與機箱斷開等是直接的方法。但出於靜電防護或安全的考慮,這種直接的方法在實踐中往往是不允許的。更實用的方法是下面介紹的隔離變壓器、光耦合、共模扼流圈、平衡電路等方法。 具體的做法有這些: 1、 [干擾形成原因]:“地電位環路”把電位分壓加在電纜屏蔽層的兩端,並通過電纜兩端的75歐姆匹配電阻形成迴路,在負載上產生了干擾電壓的。 2、 切斷地環路——是最有效、最簡單的辦法;不用任何抗干擾設備; 3、監控系統抗干擾設計原則之一就是:末端監控設備一端接大地,前端攝像機、BNC頭外殼、電纜屏蔽層,必須與大地絕緣(開路);即使使用抗干擾設備抑制了地環路干擾,也要排除,因為“地環路”是變化的,不穩定的,隨着電網大功率設備增加和用電不平衡情況的變化,地電位差大小也會變化,嚴重時會燒燬設備。 END 版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

    電源系統設計 干擾 電流 地環路

  • 什麼是差模(常模)噪聲與共模噪聲?

    傳導噪聲可分為兩種。一種是“差模噪聲”,也稱為“常模噪聲”。這兩種稱呼有時可根據條件區分使用,不過在本文中作為相同的名詞處理。另一種是“共模噪聲”。來看下圖。本文是圍繞電源展開介紹的,因此圖例是將帶有電路的印刷電路板(PCB)裝在殼體中,並由外部給電的示例圖。  差模噪聲產生在電源線之間,是噪聲源對於電源線串聯進入,噪聲電流與電源電流方向相同。由於往返方向相反而被稱為“差模(Differential mode)”。 共模噪聲是經雜散電容等泄漏的噪聲電流經由大地返回電源線線的噪聲。因電源的(+)端和(-)端流過的噪聲電流方向相同而被稱為“共模(Common mode)”。在電源線間不產生噪聲電壓。 如前所述,這些噪聲即為傳導噪聲。不過,由於電源線中流動着噪聲電流,因此會發出噪聲。 由差模噪聲引起的輻射的電場強度Ed可通過左下方的公式來表示。Id為差模中的噪聲電流,r為到觀測點的距離,f為噪聲頻率。差模噪聲會產生噪聲電流環,因此環路面積S是非常重要的因素。如圖和公式所示,假設其他因素固定,環路面積越大則電場強度越高。 由共模噪聲引起的輻射的電場強度Ec可通過右下方的公式來表示。如圖和公式所示,線纜長度L是非常重要的因素。 為了更好地認識每種噪聲引發的輻射特點,接下來代入實際數值來計算一下電場強度*1。條件完全相同。電場強度的觀測點用藍色圓點來表示。*1:公式來源-EMC工學詳解 實用降噪技法 作者Henry W.Ott-東京電機大學出版社 這個計算結果中非常重要的一點是:噪聲電流值相同的情況下,共模噪聲輻射要大得多(在本例中約大100倍)。不管怎樣,這些傳導噪聲和輻射噪聲即EMI如果超出了容許範圍,就需要採取降噪對策。特別需要記住的是,在考慮輻射噪聲對策時,針對共模噪聲的對策是非常重要的。 關於具體對策,後續會逐步介紹,其中最原則性的噪聲對策是差模噪聲要減少環路面積S(比如線纜採用絞合線),共模噪聲要極力縮短線纜長度。不過一定會遇到受配置和材料等限制的情況,此時需要探討增加濾波器的方法。 希望通過本文使您能夠對噪聲的種類和性質有初步瞭解。 END 版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

    電源系統設計 共模噪聲 差模噪聲

  • PCB走線,元器件擺放之美

    來自PCB Arts的作品,走線佈局挺美,評論區討論一點,大家設計PCB的時候,是美觀第一,還是性能第一,亦或是不影響性能的情況下,美觀第一? END 版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

    電源系統設計 元器件 PCB

  • 你可知道:並口與串口的區別

    並行端口 並行接口,稱為並口。並行端口使用25針D型連接頭。所謂“並行”是指通過並行線路同時傳輸8位數據,從而大大提高了數據傳輸速度,但是並行傳輸線路的長度受到限制,因為長度增加,干擾會增加,並且數據容易出錯。目前,並行接口主要用作打印機端口等。 並口的工作模式: SPP,稱為標準並口,英文是:Standard Parallel Port,它是第一個並口工作模式,幾乎所有使用並行端口的外設都支持此模式. EPP,稱為增強型高速並口,英文是:Enhanced Parallel Port,它是在SPP的基礎上開發的一種新的工作模式。它也是使用最廣泛的並行端口工作模式。當前,市場上的大多數打印機和掃描儀都支持EPP模式。 ECP,是擴展功能並口,英文是:ExtendedCapability Port。當前它是一種相對高級的並口工作模式,但是存在更多的兼容性問題。除非外圍設備支持ECP模式,否則請勿選擇此模式。 串行端口 串行端口稱為串口,也稱為串行通信接口,即COM端口。根據電氣標準和協議,它包括RS-232-C,RS-422,RS485,USB等。RS-232-C,RS-422和RS-485標準僅指定接口的電氣特性,並且不涉及連接器,電纜或協議。USB是近年來開發的新接口標準,主要用於高速數據傳輸領域。 1)RS-232-C RS-232-C也稱為標準串行端口,它是當前最常用的串行通信接口。它是美國電子工業協會(EIA)與貝爾系統公司,調制解調器製造商和計算機終端製造商於1970年制定的串行通信標準。它的全名是“數據終端設備(DTE)和數據通信設備(DCE)串行二進制數據交換接口技術標準”。 傳統的RS-232-C接口標準具有22根線,並使用標準的25針D型插頭插座。後來的PC使用了簡化的9針D型插座。25針插頭插座現在很少在應用中使用。如今的計算機通常具有兩個串行端口:COM1和COM2。您可以在計算機背面看到9針D型接口。如今,許多手機數據線或物流接收器通過COM端口連接到計算機。 2)RS-422 為改善RS-232通訊距離短,速率低的缺點,RS-422定義了平衡的通訊接口,將傳輸速率提高到10Mb/s,傳輸距離提高到4000英尺(速率較小速率大於100kb / s),並且最多可在平衡總線上連接10個接收器。RS-422是用於單機發送和多機接收的單向平衡傳輸規範,被稱為TIA / EIA-422-A標準。 3)RS-485 為了擴大應用範圍,EIA在1983年以RS-422為基礎制定了RS-485標準,增加了多點和雙向通信功能,即允許連接多個變送器。到同一輛公共汽車。變送器的驅動能力和碰撞保護功能得到了增強,總線的共模範圍得到了擴展,後來被稱為TIA / EIA-485-A標準。 4)USB 通用串行總線(Universal Serial Bus)縮寫為USB,它是由英特爾,微軟,康柏,IBM,NEC和Northern Telcom等多家主要製造商發起的一種新型外圍設備接口標準。USB接口是計算機主板上的四針接口。中間的兩個引腳傳輸數據,兩側的兩個引腳為外圍設備供電。 USB接口速度快,連接簡單,無需外接電源,傳輸速度12Mbps,最新的USB2.0可以達到480Mbps;電纜的最大長度為5米,USB電纜有4根電線,2根信號線和2根電源線,可提供5伏電源,USB電纜分為屏蔽型和非屏蔽型。屏蔽電纜的傳輸速度可以達到12Mbps,價格更高。非屏蔽電纜的速度為1.5Mbps,但價格便宜。USB最多可串聯連接127個設備;支持熱插拔功能。 5)RJ45 RJ45接口是以太網最常用的接口。RJ45是一個通用名稱,它表示由IEC(60)603-7標準化的模塊,並使用國際連接器標準定義的8個位置(8針)。修改後的插孔或插頭。 6)交換機的串口 交換機的串口英文為trunk;它用於下一跳路由轉換。每個VLAN僅在通過路由定向到中繼後才能連接到外部網絡。 串口與並口的區別 串行端口被描述為通道,而並行端口則表示有8條通道可同時傳輸8位(一個字節)的數據。 但是由於8位通道之間的相互干擾,它不是並行快速的。在傳輸過程中速度受到限制。並且,當發生傳輸錯誤時,必須同時重新傳輸8位數據。串行端口沒有干擾,只是在傳輸錯誤後重新發送一位。因此,它比並行處理要快。串行硬盤驅動器以此方式進行估價。 END 版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

    電源系統設計 串行端口 並行端口

  • 全面分析阻容降壓電路及應用!

    一  阻容降壓的基本概念 1、什麼是阻容降壓? 阻容降壓是一種利用電容在一定頻率的交流信號下產生的容抗來限制最大工作電流的電路。 電容器實際上起到一個限制電流和動態分配電容器和負載兩端電壓的角色。 2、阻容降壓電路由哪幾部分組成? 阻容降壓電路由降壓模塊、整流模塊、穩壓模塊和濾波模塊組成。 3、阻容降壓基本設計要素 電路設計時,應先確定負載最大工作電流,通過此電流值計算電容容值大小,從而選取適當電容。 此處與線性變壓器電源的區別:阻容降壓電源是通過負載電流選定電容;線性變壓器電源是通過負載電壓和功率選定變壓器。 阻容降壓電流計算 阻容降壓電路可以等效為由降壓電容C1和負載電阻R1組成,電阻和電容串聯分壓。 電容C1的容抗為Zc=-j/wC=-j/2πfC 電阻R1的阻抗為Zr=R 總的等效阻抗為Z=Zc Zr=-j/2πfC R 所以I=U/Z=U/(Zc Zr)=U/(-j/2πfC R) 因為阻容降壓電源僅適用於小電流電路,選取的電容容值範圍一般為0.33UF到2.5UF,所以Zc為-1592j到-9651j。而等效負載阻抗Zr在200Ω左右,顯然有|Zc|>>|Zr|,同時輸入電源電壓分在負載上的壓降也遠小於電容的壓降,所以有:Z≈Zc,矢量圖的θ角接近於90°。 由此可得: I=U/Z=U/Zc=U/(-j/2πfC) =220*2π*f*C*j =220*2π*50*C*j =j69000C I=|I|∠90°,電流有效值I1=|I|=69000C。當整流方式採用半波整流時,I1=0.5|I|=34500C。 設計舉例 已知條件:負載工作電流15mA,工作電壓5V。求降壓電容容值? 採用半波整流方式,根據計算式I1=0.5|I|=34500C可知,C=0.43uF。所以此處選用0.47uF的電容,反過來可以驗證提供的電流I1=34500C=16.2mA,多餘電流從穩壓管流過。 阻容降壓的優點: 體積小;成本低。 阻容降壓的缺點: 非隔離電源,不安全; 不能用於大功率負載; 不適合容性和感性負載; 不適合動態負載。 二、阻容降壓的基本原理 1、電容充電放電原理 電容是一種以電場形式儲存能量的無源器件。電容充放電過程的本質是兩導電平行板獲取與釋放電子的過程。 電容充電: 當電容內電場強度E小於電容兩端外接電源電壓U時,電容開始充電。此時電容正電極不斷失電子,負極不斷得電子,內電場E不斷增強直到與外接電壓U相等時,充電結束。 電容放電: 當電容內電場強度E大於電容兩端外接電源電壓U時,電容開始放電。此時電容正電極不斷得電子,負極不斷失電子,內電場E不斷減弱直到與外接電壓U相等時,放電結束。 電容的直流充電放電過程 如上圖充電過程,求C1電壓衝到1V時間: 因為V0=0V、Vt=1V、V1=5V、R=10K、C=0.1uF,所以T= 10000*0.1*0.000001*Ln(5/4)=223uS 電容的交流充電放電過程 電容的直流充電放電是一次完成的,而交流充電放電是一個不斷重複出現的過程。 全波整流電路 半波整流電路 各元器件作用和選擇 F1:保險絲,起過流保護作用,選用400mA250V型號。 RV1:壓敏電阻,起浪湧保護作用,一般選用10D471K型號。 C1: 降壓電容,利用較大的容抗限制電路總電流。常用聚酯電容(CL21)、聚丙烯電容(CBB21)、安規電容(X2) ,容值依負載需求而定,此電容容量越大電路越不安全,在設計此電路時,如果220VAC供電情況下容量超過2.5uF,110VAC供電情況下容量超過4uF就因該放棄阻容降壓考慮其它電路。此處選用0.56uF安規電容(X2),提供19mA電流。 R2:放電電阻,斷電後為電容C1提供放電迴路,防止在快速插拔電源插頭或插頭接觸不良時C1電容上的殘餘電壓和電網電壓疊加對後續器件形成高壓衝擊和防止拔出電源插頭後接觸到人體對人員產生傷害。一般要求斷電後C1電壓衰減到37%的時間應小於1秒,因為T=RC*Ln[(V0-V1)/(Vt-V1)],所以T=RC,R=t/C,R<1/C。此處用3個390K的0805貼片電阻(分擔電壓和功率)。 R1:限流電阻,此電阻主要是防止首次上電和在快速插拔電源插頭或插頭接觸不良時所產生的高壓衝擊對整流二極管的損壞。電容C2在首次上電如果剛好碰在波峯處,因C2在通電瞬間呈短路狀態(一階零狀態響應),此時交流電源直接加在R1和整流管上,R1上有220VAC*1.414=311VDC瞬間直流電壓,如果上電時C1電荷未放完,此電壓可能會更高 。所以R1要選擇耐電流衝擊強和耐高壓的電阻,R1電阻不能太小,也不能太大,電阻太小衝擊電流大,電阻太大整個電路功耗增大。整流二極管的峯值電流一般會比較大,如1N400X系列峯值電流為50A,所以一般取R1電阻在10-50Ω之間。 DZ1:穩壓二極管,選用1N4733,穩壓電壓Vz為5.1V。DZ1的最大穩壓電流Iz必須大於電容C1最大充放電電流。 R5:與電容E1、C2組成RC濾波,減小紋波。 D1:整流二極管,起半波整流作用,選用1N4007。 D2:整流二極管,起半波整流作用,選用1N4007。 E1:電解電容,對穩壓後的電壓濾波,同時在電源關斷的半個週期為負載提供電能。電源下半個週期來臨前,E1必須保證為負載提供的電壓不能衰減太多,此處選用1000uF25V型號。T=RC*Ln[(V0-V1)/(Vt-V1)]=10mS,所以衰減後的電壓Vt=4.8V。 C2:貼片電容,濾波作用,選用0.1uF。 R6:放電電阻,斷電後為E1提供放電迴路,一般為5~10K。 R7:等效負載。 主要元器件的圖片 一次熔斷保險絲 自恢復保險絲 壓敏電阻 金 屬化聚酯膜電容器(CL21) 金屬化聚丙烯電容器(CBB21) X2安規電容器(CBB62/MKP) 三、阻容降壓的應用 阻容降壓因其體積小成本低的特點,適合於小功率小電流負載。常見應用有電能表、小功率LED燈驅動、小家電和温控器等。 LED燈驅動 小家電應用 風扇控制器 電暖氣控制器 咖啡機 END 版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

    電源系統設計 阻容降壓 基本原理

  • 4.7μF電容變小了14倍,真是不可思議!

    幾年以前,經過用瓷片電容的25年多工作之後,我對它們有了新的領悟。那時我正在忙於做一個LED燈泡驅動器,當時我項目中一個RC電路的時間常數顯然是有問題。 我第一個假設是:電路板上某個元件值不正確,於是我測量用作一個分壓器的兩隻電阻,但它們都沒有問題。我把電容從電路板上拆下來測量,也沒有問題。為了進一步確認,我測量並裝上了新電阻和新電容,給電路上電,檢查發現基本運行正常,然後看更換元件是否解決了RC電路時間常數問題。但答案是否定的。 我是在自然的環境下測試電路:在外殼內,電路處於外殼內,模擬了一個屋頂照明燈的“罐子”,有時元件温度會升到100多攝氏度。雖然我重新測試RC電路的時間很短,一切仍非常燙手。 顯然,我的下一個結論是:問題在於電容的温度變化。但是我自己都懷疑這個結論,因為我用的可是X7R電容,根據我的記憶,這種電容最高可工作到 125°C,變化也只有±15%.我信任我的記憶力,但是為了保險起見,我重新查看了所使用電容的數據表。 背景報告 表1給出了用於不同種類瓷片電容的字母與數字,以及它們各自的含義。表格描述了Class II和Class III兩種瓷片電容。這裏不談太多細節,Class I級電容包括常見的COG(NPO)型; 這種電容的體積效率不及表格中的兩種電容,但是它在多變環境條件下要穩定得多,而且不會出現壓電效應。相反,表格中的電容具有廣泛多變的特性,它們能夠擴展並承受所施加的電壓,但有時會產生可聽到的壓電效應(蜂鳴聲或振鈴聲)。 在給出的多種電容類型中,據我的經驗,最常用的是X5R、X7R,還有Y5V。我從來沒用過Y5V,因為它們在整個環境條件區間內,會表現出極大的電容量變化。 當電容公司開發產品時,他們會通過選擇材料的特性,使電容能夠在規定的温度區間(第一個和第二個字母),工作在確定的變化範圍內(第三個字母;表1)。我正在使用的是X7R電容,它在-55°C到 125°C之間的變化不超過±15%。所以,要麼我是用了一批劣質電容,要麼我的電路其它部分有問題。 不是所有的X7R電容都一樣 既然我的RC電路時間常數問題無法用特定温度變量來解釋,就必須深入研究。看着我那支電容的容量與施加電壓的數據,我驚奇的發現,電容隨着設置條件的變化量是如此之大。我選擇的是一隻工作在12V偏壓下的16V電容。數據表顯示,我的4.7-μF電容在這些條件下通常是提供1.5μF的容量。現在,就完全能解釋RC電路的問題了。 數據表顯示,如果我把電容封裝尺寸從0805增加到1206,在規定條件下的典型電容量將是3.4μF。這表明有進一步研究的必要。 我發現村田製作所和TDK公司在網站上提供了很好的工具,能夠繪出不同的環境條件下的電容量變化。我對不同尺寸和額定電壓的4.7μF電容做了一番研究。圖1數據是取自村田的工具,針對幾種不同的4.7μF瓷片電容。我同時觀察了X5R和X7R兩種型號,封裝尺寸從0603到1812,額定電壓從6.3到25V dc.首先我注意到,隨着封裝尺寸的增加,隨所施加直流電壓的電容量變化下降,並且幅度很大。 圖一 本圖描繪了所選4.7μF電容上直流電壓與温度變化量的關係,如圖所示,隨着封裝尺寸的增加,電容量隨施加電壓的而大幅度下降。 CAPACITANCE(μF) 電容量 (μF) DC VOLTAGE (V)直流電壓 (V)第二個有趣的點是,對於某個給定的封裝尺寸和瓷片電容類型,電容的額定電壓似乎一般沒有影響。 於是我估計,如將一隻額定25V的電容用於12V電壓,則其電容變化量要小於同樣條件下的額定16V電容。看看1206封裝X5R的曲線,顯然額定6.3V元件的性能確實優於有較高額定電壓的同類品種。 如果我們檢驗更大範圍的電容,就會發現這種情況很常見。對於我研究的那些電容樣本集,並沒有展示出普通瓷片電容應有的表現。 觀察到的第三個問題是:對於同樣的封裝,X7R電容的温度敏感度要高於X5R電容。我不知道這是否普遍適用,但是在我的實驗裏似乎是這樣。 從圖中可以看出,表2顯示了X7R電容在12V偏壓電容量的減少量。注意,隨着電容封裝尺寸逐步增加到1210,電容量有着穩步的增長,但是超過這個尺寸就沒有多大改變了。 選擇正確的電容 在我的例子中,我為4.7μF的X7R電容選擇了最小的可用封裝,因為尺寸是我項目的一個考慮因素。由於本人的無知,因而假設了任何一種X7R都與其它X7R有相同的效果;而顯然,情況並非如此。為使我的應用得到正確的性能,我必須採用某種更大的封裝。 我真的不想用1210封裝。幸運的是,我可以把所用電阻值增大5x,因而電容量減少到了1μF. 圖2是幾種16V、1μF X7R電容與16V、4.7μF X7R電容的電壓特性圖。0603的1μF電容和0805的4.7μF電容表現相同。0805和1206的1μF電容性能都略好於1210的4.7μF電容。因此,使用0805的1μF電容,我就可以保持電容體積不變,而偏壓下電容只降到額定量的大約85%,而不會到30%. 但我還是困惑。我曾認為所有X7R電容都應該有着相同的電壓係數,因為所用的電介質是相同的,都是X7R.所以我向一位同事,日本TDK公司的現場應用工程師克里斯伯克特請教,他也是瓷片電容方面的專家。 他解釋説很多材料都能滿足“X7R”資格。事實上,任何一種材料,只要能使器件滿足或超過X7R温度特性(即在-55°C到 125°C範圍內,變化在±15%),都可以叫做X7R。伯克特也解釋説,並沒有專門針對X7R電容或任何其他類型瓷片電容的電壓係數規範。 這是一個關鍵的要點,因此我要再重複一遍。只要一個電容滿足了温度係數規範,不管其電壓係數多麼糟糕,新世代集運自取點都可以把這個電容叫做X7R電容(或者X5R,或其他任何類型)。這個事實印證了任何一位有經驗電器工程師都知道的那句準則(雙關語):去讀數據表! 由於新世代集運自取點越來越傾向於小型元件,所以他們不得不對使用的材料作出妥協。為了用更小的尺寸獲得所需要的體積效率,他們被迫接受了更糟糕的電壓係數。當然,有信譽的製造商會盡量減少這種折中的副作用。 結論是,在使用小封裝瓷片電容的時候(實際在使用任何元件的時候),閲讀數據表都極為重要。但很遺憾,通常我們見到的數據表都很簡短,幾乎無法為你做決定提供任何需要的信息,所以你必須堅持讓製造商給出更多的信息。 那麼被我否定的Y5V電容怎麼樣呢?純為好玩,我們來研究一個普通的Y5V電容。我選擇的是一個4.7μF、0603封裝的額定6.3V電容)我不會提製造新世代集運自取點,因為它的Y5V電容並不劣於任何其他新世代集運自取點的Y5V電容),並查看它在5V電壓和 85° C下的規格。在5V電壓下,典型的電容量比額定值低92.9%,或為0.33 μF. 這就對了。如果給這個6.3V的電容加5V偏壓,則其電容量要比額定值小14倍。 在0V偏壓 85°C時,電容量會減少68.14%,從4.7μF降至1.5μF.現在,你可能覺得,在5V偏壓下,電容量會從0.33降至0.11μF.幸運的是,兩個效應並沒有以這種方式結合到一起。在這個特例中,室温條件下加5V偏壓的電容變化要差於 85°C. 明確地説,這個電容在0V偏壓下,電容量會從室温的4.7μF降到 85°C的1.5μF;而在5V偏壓下,電容量會從室温的0.33μF增加到 85°C的0.39μF.這個結果應該讓你信服了,真的有必要仔細查看元件規格。 着手處理細節 這次教訓之後,我再也不會向同事或消費者推薦某個X7R或X5R電容了。我會向他們推薦某家供應商的某種元件,而我已經檢查過該元件的數據。我也提醒消費者,在考慮製造的替代供應商時,一定要檢查數據,不要遭遇我的這種問題。 你可能已經察覺到了更大的教訓,那就每次都要閲讀數據表,無一例外。如果數據表上沒有足夠的信息,要向新世代集運自取點要具體的數據。也要記住,瓷片電容的命名X7R、Y5V等跟電壓係數毫無關係。工程師們必須檢查了數據才能知道(真正地知道)某種電容在該電壓下的性能如何。 最後請記住:當我們持續瘋狂的追求更小尺寸時,它也成為了每天都會遇到的問題。 END 版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

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  • DIY一個數控開關電源,你需要掌握這些知識

    想要成為一名合格的硬件工程師,熟練掌握電源知識至關重要—— 凡是在工作着的系統都必須要有電源,而電源是否可靠穩定的運行,則影響着整個系統的工作情況。那麼,如何產生“乾淨”的電源?假設自己DIY一個開關電源的難度有多大,需具備哪些知識呢? 分解式完整學習路徑 彆着急,我們一步步來,先了解開關電源的定義 圖1 兩種常用電源如上圖,電源大的分類主要有線性電源和開關電源。從簡化的圖形上看,(a)線性電源隨着調整管的大小而輸出呈現一個線性的變化,(b)中可以看出開關電源的工作原理。為什麼叫開關電源?簡單的説開關電源是利用現代電力電子技術,控制開關管開通和關斷的時間比率,維持穩定輸出電壓的一種電源。圖(a)和(b)中,除了把兩種電源做了模型的簡化,讓大家非常清楚的知道兩者本質區別之外,開關電源與線性電源還有如下區別:1) 功率管的工作方式不同,線性電源的功率管工作在可變電阻狀態(放大區),而開關電源的功率管工作在開關狀態(飽和區及截至區);2) 效率不同。線性電源的功率管是一個可變電阻那麼就不可避免的需要消耗電能,而開關電源功率管工作在開關狀態從而它的效率比較高,一般都在90%以上;3) 紋波不同。線性電源沒有開關動作從而紋波噪聲小,相反開關電源紋波噪聲就較大;4) 開關電源體積較小,功率大。線性電源的功率管消耗電能因而發熱量較大需要加配較大散熱片,開關電源的功率管工作在開關狀態產生的熱損耗要小得多。 明確開關電源的概念後,再來看開關電源的構成 圖2 開關電源基本組成如圖2所示,開關電源的工作原理是:輸入電壓經過濾波之後,被主電路轉換為脈衝電壓,脈衝電壓再經過輸出端濾波後得到輸出電壓。同時輸出端設置採樣電路對輸出電壓進行採樣反饋給控制電路,控制電路通過PWM調製控制主電路的狀態從而達到電壓穩定輸出。基本組成中的各部分都承擔着重大作用:輸入濾波:將輸入端的電網雜波濾除,阻礙本機產生的雜波反饋到電網;主電路:承擔電壓變換的主要角色,將輸入濾波後的電壓轉化為高頻的直流脈衝電壓;輸出濾波:濾除主電路中開關管產生的高頻雜波,輸出穩定的電壓;採樣電路:對輸出電壓、電流進行採樣;控制電路:取得采樣電流採集的數據與參考數據進行比較併產生控制信號控制主電路,以達到反饋控制的目的;輔助電源:提供控制迴路的工作電壓。 搞清楚概念和原理之後,補充製作最簡單開關電源必備知識 很多同學最初DIY時,都逃不過炸電容,燒芯片,廢MOS管….迷茫的翻閲《電力電子技術》書籍,學習什麼是Buck?什麼是Boost?什麼是半橋?小心翼翼的焊板子,製作數控電源等。DIY的樂趣就在於此,接下來,我們提前儲備一下開關電源的製作的必備知識點,好讓大家在真正動手實踐時少踩坑!(注意:電源的指標我們先不用定的太高,只需要設計一個輸入直流、輸出直流具有恆壓功能的DC-DC電源即可。)1)對於主電路,需要懂得Buck電路,如下圖3所示。理解其工作原理,知道PWM(脈寬調製)控制其輸出電壓,建議大家參考一下《電力電子技術》。 圖3 Buck電路原理圖2)輸入輸出濾波電路,這一塊就輕鬆點了。明白電解電容的耐壓值要高於接入的電壓才不會爆炸,要想濾波效果好就得多個電容並聯,且要電解電容和瓷片電容一起用,因為瓷片電容的高頻特性好,可以有效濾除高頻雜波。而電解電容容量大,能保持輸出電壓的穩定。 3)對於控制電路,如果使用專用的開關電源芯片那麼就按參考芯片手冊給出的典型電路。如果採用的是微處理器,那麼需要會C語言,懂得操作單片機控制其管腳輸出PWM波,以及MOS管的驅動電路。4)採樣這一部分需要懂得電阻分壓採樣,電路圖如下圖所示: 圖4 分壓採樣電路圖中OP97主要起到保護後級電路的作用。若沒有OP97,直接將N點連接至後級電路,當輸出電壓突然過高,N點電壓有可能超過後級電路的可承受電壓,從而燒燬AD轉換器或者其他後級電路。若存在OP97,那麼出現N點電壓過高,OP97將達到飽和區,輸出電壓被限制在工作電壓而不會出現燒燬後級電路的情況。5)對於輔助電源,可以直接使用相關的電源芯片(如果控制電路使用的是集成開關電源芯片,那麼芯片內部一般都將輔助電源集成在了內部)。6)我們建議大家控制部分使用微控制器來做,主電路自己用MOS管來搭建,輔助電源部分使用相關的開關電源芯片,例如ADI的ADP2360、LTC3309。用集成的開關電源芯片來做的話,需要自己製作的部分很少很少,只需按照芯片手冊添加幾個電阻、電容、電感即可。如果使用微控制器來做的話,那麼主電路、採樣電路、驅動芯片、輔助電源芯片都需要自己來設計和選型,學起來才深刻。END 版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

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  • 電容器故障而導致跳閘,該如何解決?

    在一些工業應用中,往往會用到很多電容器組,會配置速斷、過流、過壓、失壓等保護,但是還是會出現因電容器故障而導致跳閘的現象,這究竟是怎麼回事呢,該如何解決? 電容器組故障分析 電容器組採用常用的星型接線方式,三相共體外殼接於同一鐵框架,框架接地。電容器內部結構為多個元件並聯的四串結構,並設置內熔絲保護,檢修人員與廠家人員對損壞的電容器進行解剖,發現受損電容器的A、B相內熔絲均熔斷了兩根,外包封破裂,經過認真分析,認為一相熔絲熔斷兩根後,造成外包封損傷,在外包封受傷的情況下,長期運行發展成對殼擊穿,並發展成單相接地。 由於單相接地呈不穩定電弧接地,使健全相產生過電壓而另一相也有兩熔絲熔斷,外包封受傷致使在過電壓作用下發展成對殼擊穿,由此形成相間短路,儘管保護可靠動作,但巨大的短路電流產生的熱效應,仍對電容器造成一定程度的損傷,使電容器外殼嚴重變形。 另外由於電網中存在大量的非線性負荷,使得電網中諧波佔有一定含量。110kV張河變電站除擔任城郊居民用電外,主要擔任工業供電,除幾條10kV工業專線外,其他10kV線路上還有一些小型化工廠、鑄造廠等工業用户,這些用户都可能產生諧波。儘管每户產生的諧波很少,但可以彙集成較大的諧波電流饋入電網,使電網的諧波水平升高,影響電網設備的安全運行。由於此變電站的無功補償裝置,配置電抗率為6的串聯電抗器,6的電抗率雖然能對5次及以上諧波有抑制作用,但在3次諧波下使串聯電抗器與補償電容器的阻抗成容性,出現諧波電流放大現象,使電容器過負荷。儘管母線上以5次諧波為主,3次諧波含量不是很高,而裝設電容器後,容性阻抗將原有的3次諧波含量放大,可能造成內熔絲熔斷。由於總保護按四組電容器額定電流的1.3倍整定,而4組電容器全部投入的情況極少。當某一段時間內諧波含量偏高時,總過流保護不能動作,造成某相內熔絲熔斷,而內熔絲熔斷後不能被及時發現,導致事故擴大,造成速斷跳閘。 從保護配置來看,電容器內部故障的保護只設置內熔絲保護,而並未設置導致事故擴大的後備保護——不平衡電壓保護,使內熔絲熔斷後不能及時發現,造成速斷跳閘事故,因此,保護配置不完善是造成電容器事故擴大的主要原因。 另外,不定期測量電容量也是造成事故擴大的原因之一。由於電容器內部裝置最直接的反應是電容量的變化,而電容量測量手段落後,進行電容器電容量的測量時,需採用拆除連接線的測量方法,不僅測量麻煩而且可能因拆裝連接線導致套管受力而發生套管漏油的故障。因此,自投入運行以來檢修人員從未進行過電容量測量, 而又未設置反應電容器內部故障的保護,當內部個別內熔絲熔斷時,無法及時發現,造成事故擴大。 電容器組故障改進措施 1.在各分組迴路中安裝過負荷保護 由於過流保護根據4組電容器全部投入時整定,對分組諧波電流放大造成的過流現象反應遲鈍,甚至不反應,因此,在各分組迴路安裝過負荷保護,由於交流接觸器只能開斷正常情況下的負荷電流,不能開斷故障電流,將交流接觸器更換為ZN-28型真空斷路器,在諧波含量高時,作用於跳閘,避免諧波對電容器造成損壞和內熔絲熔斷。 2.在各分組迴路安裝開口三角電壓保護 當電容器某相內熔絲熔斷時,容抗發生變化,與其他兩相容抗不等,造成故障相與健全相電壓不平衡。於是,在各分組迴路電壓互感器的二次繞組的開口三角處安裝一隻低整定值的電壓繼電器,當一相內熔絲熔斷時,在開口三角處出現不平衡電壓,發出報警信號,此裝置能準確反映電容器內部故障,且不受系統接地和系統不平 衡電壓的影響,及時將受傷的電容器退出運行。 3.定期測量電容量 針對電容量測量困難,購置了先進的測量設備,採用全自動電容電橋定期測量電容器組,單台電容器的電容量,不需拆連接線,測量簡便快捷,準確可靠。檢修人員 定期進行電容量測量,當電容器某一相個別內熔絲熔斷後,電容量將發生變化,當測得電容量減少,超過3時,及時將受傷的電容器退出運行。 設計和維護等方面的疏忽都可能對電容器的安全運行帶來隱患,因此,配置完善的保護,定期測量電容量,防微杜漸,才能減少甚至避免電容器事故擴大,提高電容器的可用率,延長電容器的使用壽命。 END 版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

    電源系統設計 電容器 故障分析

  • 多層PCB內部長啥樣? 3D大圖解析高端PCB板的設計工藝

    硬件工程師剛接觸多層PCB的時候,很容易看暈。動輒十層八層的,線路像蜘蛛網一樣。 今天畫了幾張多層PCB電路板內部結構圖,用立體圖形展示各種疊層結構的PCB圖內部架構。 01 高密度互聯板(HDI)的核心 在過孔 多層PCB的線路加工,和單層雙層沒什麼區別,最大的不同在過孔的工藝上。 線路都是蝕刻出來的,過孔都是鑽孔再鍍銅出來的,這些做硬件開發的大家都懂,就不贅述了。 多層電路板,通常有通孔板、一階板、二階板、二階疊孔板這幾種。更高階的如三階板、任意層互聯板平時用的非常少,價格賊貴,先不多討論。 一般情況下,8位單片機產品用2層通孔板;32位單片機級別的智能硬件,使用4層-6層通孔板;Linux和Android級別的智能硬件,使用6層通孔至8一階HDI板;智能手機這樣的緊湊產品,一般用8層一階到10層2階電路板。 8層2階疊孔,高通驍龍624 02 最常見的通孔 只有一種過孔,從第一層打到最後一層。不管是外部的線路還是內部的線路,孔都是打穿的,叫做通孔板。 通孔板和層數沒關係,平時大家用的2層的都是通孔板,而很多交換機和軍工電路板,做20層,還是通孔的。 用鑽頭把電路板鑽穿,然後在孔裏鍍銅,形成通路。 這裏要注意,通孔內徑通常有0.2mm、0.25mm和0.3mm,但一般0.2mm的要比0.3mm的貴不少。因為鑽頭太細容易斷,鑽的也慢一些。多耗費的時間和鑽頭的費用,就體現在電路板價格上升上了。 03 高密度板(HDI板)的激光孔 這張圖是6層1階HDI板的疊層結構圖,表面兩層都是激光孔,0.1mm內徑。內層是機械孔,相當於一個4層通孔板,外面再覆蓋2層。 激光只能打穿玻璃纖維的板材,不能打穿金屬的銅。所以外表面打孔不會影響到內部的其他線路。 激光打了孔之後,再去鍍銅,就形成了激光過孔。 04 2階HDI板 兩層激光孔 這張圖是一個6層2階錯孔HDI板。平時大家用6層2階的少,大多是8層2階起。這裏更多層數,跟6層是一樣的道理。 所謂2階,就是有2層激光孔。 所謂錯孔,就是兩層激光孔是錯開的。 為什麼要錯開呢?因為鍍銅鍍不滿,孔裏面是空的,所以不能直接在上面再打孔,要錯開一定的距離,再打上一層的空。 6層二階=4層1階外面再加2層。 8層二階=6層1階外面再加2層。 05 疊孔板 工藝複雜價格更高 錯孔板的兩層激光孔重疊在一起。線路會更緊湊。 需要把內層激光孔電鍍填平,然後在做外層激光孔。價格比錯孔更貴一些。 06 超貴的任意層互聯板 多層激光疊孔 就是每一層都是激光孔,每一層都可以連接在一起。想怎麼走線就怎麼走線,想怎麼打孔就怎麼打孔。 Layout工程師想想就覺得爽!再也不怕畫不出來了! 採購想想就想哭,比普通的通孔板貴10倍以上! 所以,也就只有iPhone這樣的產品捨得用了。其他手機品牌,沒聽説誰用過任意層互聯板。 總 結 最後放張圖,再仔細對比一下吧。 請注意觀察孔的大小,以及孔的焊盤是封閉的還是開放的。 END 來源:頭條號@燚智能版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

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  • 整理!放大電路負反饋的原理最全的文章!

    ▍一、提高放大倍數的穩定性 引入負反饋以後,放大電路放大倍數穩定性的提高通常用相對變化量來衡量。 因為: 所以求導得: 即: ▍二、減小非線性失真和抑制噪聲 由於電路中存在非線性器件,會導致輸出波形產生一定的非線性失真。如果在放大電路中引入負反饋後,其非線性失真就可以減小。 需要指出的是:負反饋只能減小放大電路自身產生的非線性失真,而對輸入信號的非線性失真,負反饋是無能為力的。 放大電路的噪聲是由放大電路中各元器件內部載流子不規則的熱運動引起的。而干擾來自於外界因素的影響,如高壓電網、 雷電等的影響。負反饋的引入可以減小噪聲和干擾,但輸出端的信號也將按同樣規律減小,結果輸出端的信號與噪聲的比值(稱為信噪比)並沒有提高。 ▍三、負反饋對輸入電阻的影響 由於負反饋可以提高放大倍數的穩定性,所以引入負反饋後,在低頻區和高頻區放大倍數的下降程度將減小,從而使通頻帶展寬。 引入負反饋後,可使通頻帶展寬約(1 AF)倍。 ▍四、負反饋對輸入電阻的影響 (a)串聯反饋 (b)並聯反饋 圖1 求輸入電阻 1、串聯負反饋使輸入電阻提高 引入串聯負反饋後,輸入電阻可以提高(1 AF)倍。即: 式中:ri為開環輸入電阻 rif為閉環輸入電阻 2、並連負反饋使輸入電阻減小引入並聯負反饋後,輸入電阻減小為開環輸入電阻的1/(1 AF )倍。 即: ▍五、負反饋對輸出電阻的影響 1、電壓負反饋使輸出電阻減小 放大電路引入電壓負反饋後,輸出電壓的穩定性提高了,即電路具有恆壓特性。 引入電壓負反饋後,輸出電阻rof減小到原來的1/(1 AF)倍。 2、電流負反饋使輸出電阻增大 放大電路引入電流負反饋後,輸出電流的穩定性提高了,即電路具有恆流特性。 引入電流負反饋後,使輸出電阻rof增大到原來的(1 AF)倍。 3、負反饋選取的原則 (1)要穩定靜態工作點,應引入直流負反饋。 (2)要改善交流性能,應引入交流負反饋。 (3)要穩定輸出電壓,應引入電壓負反饋; 要穩定輸出電流,應引入電流負反饋。 (4)要提高輸入電阻,應引入串聯負反饋; 要減小輸入電阻,應引入並聯負反饋。 ▍六、 深度負反饋的特點 1、串聯負反饋的估算條件反饋深度(1 AF)>>1的負反饋,稱為深度負反饋。通常,只要是多級負反饋放大電路,都可以認為是深度負反饋.此時有: 因為:, 所以:xi≈xf 估算條件: (1)對於深度串聯負反饋有:ui≈uf (稱之為“虛短” ) (2)由於串聯負反饋的閉環輸入電阻增大,在深度負反饋條件下:ii≈0(稱之為“虛斷” ) 2、並聯負反饋的估算條件 因為深度負反饋有:xi≈xf (1)對於深度並聯負反饋有:ii≈if(或稱之為“虛斷”) (2)並聯負反饋的閉環輸入電阻減小,在深度負反饋條件下: ui ≈0 (稱之為“虛短” ) ▍七、深度負反饋放大倍數的估算 例1 估算圖2所示反饋放大電路的電壓放大倍數Auf。 (a) (b) 圖2 電壓串聯負反饋電路和電流串聯負反饋電路 解:(1)在圖2(a)所示放大電路中,可以判斷Rf構成越級電壓串聯負反饋,因而可認為是深度負反饋,即有ui≈uf。。因而其反饋係數為: 所以閉環電壓放大倍數為: 另外,從電路結構上可以認為,反饋電壓是輸出電壓經電阻Rf和Re1串聯分壓後得到的,所以: 仍可得: (2)在圖2(b)所示放大電路中,可以判斷構成電流串聯負反饋。所以在深度負反饋條件下,有ui≈uf。因為uf= ie×,uo=-io×Rc≈ie×Rc,所以其反饋係數為: 所以閉環電壓放大倍數為: 例2 估算圖3所示反饋放大電路的源電壓放大倍數Ausf。 (a)              (b) 圖3 電壓並聯負反饋電路和電流並聯負反饋電路 解:(1)在圖3(a)所示放大電路中,Rb構成電壓並聯負反饋。在深度負反饋條件下,由式(4—16)可知ii≈if(或——虛斷),而且還有ui≈0(虛短)。 由圖3(a)的輸入迴路可得: 所以,閉環源電壓放大倍數為: (2)在圖3(b)所示放大電路中,Rf構成越級電壓並聯負反饋。在深度負反饋條件下,ii≈if(虛斷),並且有ui≈0(虛短),所以有: 又從圖3(b)的輸出端可知: 所以閉環源電壓放大倍數為: 從以上分析過程可以看到,在深度負反饋條件下,放大倍數僅由一些電阻來決定,幾乎與放大電路無關。若不是深度負反饋,則用上述方法計算出來的結果誤差較大,此時應採用其他方法分析。 ▶ 放大電路負反饋的判斷 ▍一.反饋迴路的判斷 電路的放大部分就是晶體管或運算放大器的基本電路。而反饋是把放大電路輸出端信號的一部分或全部引回到輸入端的電路,則反饋迴路就應該是從放大電路的輸出端 引回到輸入端的一條迴路。這條迴路通常是由電阻和電容構成。尋找這條迴路時,要特別注意不能直接經過電源端和接地端,這是初學者最容易犯的問題。例如圖5 如果只考慮極間反饋則放大通路是由T1的基極到T1的集電極再經過T2的基極到T2的集電極;而反饋迴路是由T2的集電極經Rf至T1的發射極。反饋信號 uf=ve1影響淨輸入電壓信號ube1。 圖4 電壓串聯負反饋 ▍二.交直流的判斷 根據電容“隔直通交”的特點,我們可以判斷出反饋的交直流特性。如果反饋迴路中有電容接地,則為直流反饋,其作用為穩定靜態工作點;如果迴路中串連電容,則為交流反饋,改善放大電路的動態特性;如果反饋迴路中只有電阻或只有導線,則反饋為交直流共存。 圖1種的反饋即為交直流共存。 ▍三.正負反饋的判斷 正負反饋的判斷使用瞬時極性法。瞬時極性是一種假設的狀態,它假設在放大電路的輸入端引入一瞬時增加的信號。這個信號通過放大電路和反饋迴路回到輸入端。反 饋回來的信號如果使引入的信號增加則為正反饋,否則為負反饋。在這一步要搞清楚放大電路的組態,什發射極、共集電極還什基極放大。每一種組態放大電路的信 號輸入點和輸出點都不一樣,其瞬時極性也不一樣。如圖5所示。相位差180°則瞬時極性相反,相位差0°則瞬時極性相同。運算放大器電路也同樣存在反饋問題。運算放大器的輸出端和同相輸入端的瞬時極性相同,和反相輸入端的瞬時極性相反。 表 不同組態放大電路的相位差 依據以上瞬時極性判別方法,從放大電路的輸入端開始用瞬時極性標識,沿放大電路、反饋迴路再回到輸入端。這時再依據負反饋總是減弱淨輸入信號,正反饋總是增強淨輸入信號的原則判斷出反饋的正負。 在晶體管放大電路中,若反饋信號回到輸入極的瞬時極性與原處的瞬時極性相同則為正反饋,相反則為負反饋。其中注意共發射極放大電路的反饋有時回到公共極—— 發射極,此時反饋回到發射極的瞬時極性與基極的瞬時極性相同則為負反饋,相反則為正反饋。 圖4中的瞬時極性判斷順序如下:T1基極( )→T1集電極 (-)→T2基極(-)→T2集電極( )→經Rf至T1發射極( ),此時反饋回到發射極的瞬時極性與基極的瞬時極性相同所以電路為負反饋。在運算放大 器反饋電路中,若反饋回來的瞬時極性與同一端的原瞬時極性相同則為正反饋,相反則為負反饋;若反饋回來的瞬時極性與另一端的原瞬時極性相同則為負反饋,相 反則為正反饋。 ▍四.反饋類型的判斷 反饋類型是特指電路中交流負反饋的類型,所以只有判斷電路中存在交流負反饋才判斷反饋的 類型。反饋是取出輸出信號(電壓或電流)的全部或一部分送回到輸入端並以某種形式(電壓或電流)影響輸入信號。所以反饋依據取自輸出信號的形式的不同分為 電壓反饋和電流反饋。依據它影響輸入信號的形式分為串聯反饋和並聯反饋。 圖5 電流並聯負反饋 (1)串聯並聯的判斷 饋的串並聯類型是指反饋信號影響輸入信號的方式即在輸入端的連接方式。串聯反饋是指淨輸入電壓和反饋電壓在輸入迴路中的連接形式為串聯,如圖1中的淨輸入電壓信號ube1和反饋信號uf=ue1;而並聯反饋是指的淨輸入電流和反饋電流在輸入迴路中並聯,如圖4中的淨輸入電流ib1和if的連接形式。綜合一 下就是反饋信號如果引回到輸入迴路的發射極即為串聯反饋,引回到基極即為並聯反饋。而在運算放大器負反饋電路中,反饋引回到輸入另一端則為串聯反饋如圖 6,圖中uD與uF串聯連接;如果引回到輸入另一端則為串聯反饋如圖7,圖中iD與iF並聯連接。 圖6 電壓串聯負反饋 圖7 電流並聯負反饋 (2)電壓電流的判斷 電壓電流反饋是指反饋信號取自輸出信號(電壓或電流)的形式。電壓反饋以圖6為例,反饋電壓uF是經R1、R2組成的分壓器由輸出電壓uO取樣得來。反饋 電壓是輸出電壓的一部分,故是電壓反饋。在判斷電壓反饋時,可以採用一種簡便的方法,即根據電壓反饋的定義——反饋信號與輸出電壓成比例,設想將放大電路 的負載RL兩端短路,短路後如使uF=0(或IF=0),就是電壓反饋。 電流反饋以圖7為例, 圖中反饋電流iF為電阻R1和R2對輸出電流iO的分流,所以是電流反饋。另一種簡便方法就是將負載RL開路(RL=∞),致使iO=0,從而使iF=0,即由輸出引起的反饋信號消失了,從而確定為電流反饋。 ▶ 電壓並聯負反饋 電壓並聯負反饋的電路如圖8所示。因反饋信號與輸入信號在一點相加,為並聯反饋。根據瞬時極性法判斷,為負反饋,且為電壓負反饋。因為並聯反饋,在輸入端採用電流相加減。即。 圖8 電壓並聯負反饋 ▶ 電壓串聯負反饋 (a)分立元件放大電路 (b)集成運放放大電路圖9 電壓串聯負反饋 (1) 判斷方法 對圖9(a)所示電路,根據瞬時極性法判斷,經Rf加在發射極E1上的反饋電壓為‘ ’,與輸入電壓極性相同,且加在輸入迴路的兩點,故為串聯負反饋。反饋 信號與輸出電壓成比例,是電壓反饋。後級對前級的這一反饋是交流反饋,同時Re1上還有第一級本身的負反饋,這將在下面分析。 對圖(b),因輸入信號和反饋信號加在運放的兩個輸入端,故為串聯反饋,根據瞬時極性判斷是負反饋,且為電壓負反饋。結論是交直流串聯電壓負反饋。 ▶ 電流串聯負反饋 電流串聯負反饋電路如圖7-7所示。圖10 (a)是基本放大電路將Ce去掉而構成, 圖10 (b)是由集成運放構成。 對圖10 (a),反饋電壓從Re上取出,根據瞬時極性和反饋電壓接入方式,可判斷為串聯負反饋。因輸出電壓短路,反饋電壓仍然存在,故為串聯電流負反饋。 (a) (b) 圖10 電流串聯負反饋 對圖10(b)的電路,求其互導增益 ▶ 電流並聯負反饋 電流並聯負反饋的電路如圖11(a)、(b)所示。對於圖(a)電路,反饋節點與輸入點相同,所以是電流並聯負反饋。對於圖(b)電路,也為電流並聯負反饋。 (a) (b)圖11 並聯電流負反饋 電流反饋係數是 ,以圖11(b)為例電流放大倍數 顯然,電流放大倍數基本上只與外電路的參數有關,與運放內部參數無關。電壓放大倍數為 END 來源:eet-china版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

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  • 重磅!聞泰科技全資子公司安世半導體擬收購英國晶圓生產商Newport Wafer Fab

    聞泰科技全資子公司安世半導體擬收購英國晶圓生產商Newport Wafer Fab,這讓不少人感到意外,不過官方表示一切都是進行中的事情,也不需要審議和提前通告。 聞泰科技發佈公告,公司旗下的全資子公司安世半導體擬收購英國晶圓生產商NewportWafer Fab(以下簡稱“NWF”)。 公告稱,7月5日,安世半導體與 NWF 母公司 NEPTUNE 6 LIMITED(以下簡稱“NEPTUNE”)及其股東簽署了有關收購協議。本次交易完成後,安世半導體將持有NEPTUNE100%股權,並通過NEPTUNE 持有NWF 100%權益。公告顯示:標的公司2020財年末總資產4470.76萬英鎊,淨資產-517.73 萬英鎊,2020 財年實現營業收入 3091.10萬英鎊,淨利潤-1861.10萬英鎊。 聞泰科技稱,根據已簽署的協議及本次交易標的公司的相關財務數據,本次交易未達到 《上海證券交易所股票上市規則》及相關法律法規規定的應當披露的交易要求。公司將根據相關法律法規要求,嚴格履行信息披露義務。 聞泰科技提示稱,本次交易標的公司營業收入、淨利潤、資產總額占上市公司相關財務數據比重較小,對公司生產經營不存在重大影響。此外,本次交易無需提交上市公司董事會、股東大會審議。本次交易涉及的相關協議仍在執行過程中,本次交易尚未完成過户工作,仍存在不確定性。 這項收購是在全球芯片供應短缺的情況下達成的,缺芯危機促使各國在半導體生產方面試圖變得更加獨立。目前世界上絕大多數芯片都是在亞洲製造的,其中台積電、三星電子以及中芯國際都是世界上最大的芯片生產商。 NWF是英國為數不多的芯片製造企業之一,主要生產用於汽車行業電源應用的硅芯片,有媒體稱,NWF還在開發更先進的“化合物半導體”。Newport Wafer Fab為汽車行業生產用於電源應用的硅芯片,該行業受到芯片短缺的打擊尤為嚴重。該公司還始終在開發更先進的“化合物半導體”,這種半導體速度更快,能效更高。 按照之前的説法,兩名知情人士透露,中資半導體公司安世半導體(Nexperia)擬以6300萬英鎊(約合8700萬美元,摺合人民幣約5.6億元)的價格收購英國最大芯片製造商Newport Wafer Fab。 根據聞泰科技2020年年報顯示,公司半導體業務研發投入6.5億元,進一步加強了在中高壓、化合物半導體產品的研發投入,預計2021年研發投入為8.9億元。 7月5日,聞泰科技高開高走,報100.95元,漲9.48%,市值1257億元。 END 來源:快科技版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。 ▍

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  • 藍牙為什麼叫“藍”牙,而不叫“白”牙?

    藍牙(Bluetooth)這個詞,我們可都太熟悉了。不過你整天説藍牙、用藍牙,那藍牙究竟是個啥? 這事得從一位丹麥國王説起—— 藍牙,實際上是一種短距離無線通信技術,可實現固定設備、移動設備和樓宇個人域網之間的短距離數據交換(使用2.4-2.485GHz的ISM波段的UHF無線電波)。藍牙可連接多個設備,克服了數據同步的難題。 不過,藍牙為什麼這麼“藍”? 這就得追溯到公元10世紀丹麥的國王哈洛德·布美塔特(Harald Blåtand)頭上了。哈洛德國王在約公元958到986年統治丹麥,他能征善戰,終結了海盜時代,也統一了今天的挪威、瑞典和丹麥廣大北歐地區。 哈洛德·布美塔特國王 丹麥語的Blåtand翻譯成英語就是Bluetooth,因此這位國王又叫哈拉爾藍牙王(Harald Bluetooth)。 關於這個名字的來歷有諸多版本,一種傳説是因為這位國王很喜歡吃藍莓,導致牙齒都被染藍了;也有史學家推測,是國王的某顆牙齒壞死了,在外觀上看起來是藍色的。 1996年,愛立信、諾基亞、東芝、IBM和英特爾公司計劃成立一個行業協會,共同開發一種短距離無線連接技術。開發小組希望這項無線通信技術能像藍牙王一樣,將不同工業領域的工作協調、統一起來。 因此,這項技術就命名為藍牙。而藍牙的標誌正是古代北歐文字ᚼ和ᛒ的組合,也就是藍牙王Harald Blåtand的首字母HB的合寫。 藉助這個神奇的標誌,這位丹麥國王的故事算是真的流芳百世了。 藍牙標誌的寓意 有WiFi了,為什麼還要用藍牙? 同樣都是短距離通信技術,藍牙也無可避免地會拿來和WiFi技術做一番比較。那麼,它倆到底有什麼差異呢? 藍牙和WiFi,免不了被拿出來比較 首先,從使用方式上,我們往往都是多個設備連接同一個WiFi訪問互聯網,這是一種一對多的連接方式,而藍牙則是兩台設備之間相互進行數據傳輸,是一種點對點的連接方式。從這方面看起來,藍牙的數據安全性更高一些。 其次,由於藍牙使用的是微帶天線,體積小,方便集成到設備中,而且藍牙模塊成本很低,因此藍牙設備的普及率非常高;但WiFi設備則需要有單獨的網卡,需要路由設備,成本高、功耗也比較大。 開藍牙耗電嗎? 但是,如果為了乘坐地鐵就開着藍牙,那會不會瘋狂消耗手機的電量呢?要搞清楚這個問題,你還得了解藍牙技術的新進展。 目前,我們使用的藍牙共有兩種類型,傳統藍牙和BLE(Bluetooth Low Energy)。傳統藍牙使用點對點的通信方式,這種通信方式是一種持續保持連接的方案,一般用於數據量比較大的場景,如藍牙耳機、音響等音頻設備用的就是這種連接方式。 BLE是低功耗藍牙技術。與傳統藍牙相比,BLE最大的優點是搜索與連接速度非常快、功耗低。BLE完成一次連接(掃描設備、建立連接、發送數據等)只需要大約3ms,任務完成後就會迅速切換到“非連接”狀態,最大程度上降低了功率消耗。 但是,BLE物理帶寬只有1M,數據傳輸速率低,所以BLE一般用於實時性要求高、但數據包非常小的設備,如鍵盤、遙控器等。 這裏再説以下目前主流藍牙設備正在使用的BLE5.0。2016年,藍牙技術聯盟提出了全新的藍牙技術標準 —— BLE5.0。主要針對低功耗設備,有着更廣的覆蓋範圍和相較現在四倍的速度提升。此外,還加入了室內定位輔助功能,結合Wi-Fi可以實現精度小於1米的室內定位。 而在速度方面,BLE5.0的傳輸速度上限為24Mbps,是之前BLE4.2版本的兩倍,傳輸級別更是達到無了損級別。工作距離方面,BLE5.0的有效工作距離可達300米,是之前BLE4.2版本的4倍。除此之外,還添加了導航功能,可以實現1米的室內定位。最後為應對移動客户端需求,BLE5.0功耗更低,且兼容老的版本。 還是以“Metro大都會”為例,這款軟件使用的就是BLE技術。乘客在通過閘機時,通過BLE,軟件能快速與閘機建立連接並完成認證,這一過程對乘客來説幾乎無感知,不會增加乘客進出閘機的等待時間。 而且,由於採用了BLE技術,Metro只需要向閘機發送很小的一段數據包,認證完成後,藍牙又迅速進入“非連接”狀態,這就大大降低了功率損耗,消耗的電量對手機來説可以忽略不計了。 “咻”的一下就過去了 無論是上班通勤、地鐵聽歌,還是無線辦公,藍牙技術的使用都讓我們的生活變得更加便捷。 下一次開藍牙的時候,別忘了感謝那個來自北歐的工科浪漫,以及那個遙遠維京時代的丹麥國王。 END 版權歸原作者所有,如有侵權,請聯繫刪除。

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  • 年度最佳經銷商獎 — Master Electronics

    馬薩諸塞州沃爾瑟姆 — 2021 年 6 月 28 日 — C&K 美國上週宣佈授予 Master Electronics 為「2020 年度最佳分銷商」。由於新冠肺炎疫情原因, 頒獎儀式有史以來首次以虛擬形式進行。C&K 每年都會對錶現最好的分銷合作伙伴進行表彰, 以認可他們對雙方合作關係的貢獻和價值。這個突出表現獎是對 Master Electronics 在 2020 年的營業收入增長、所服務的客户數量以及 C&K 現有 SKU 數量的認可。現場慶祝活動將於今年 8 月在拉斯維加斯電子經銷展會期間舉行。 獎項由 C&K 美國副總裁 Gary Mountford 頒發給 Master Electronics 總裁 Riad Nizam。Gary Mountford 表示:「在幫助 C&K 客户解決電子元件行業不斷變化的挑戰方面, Master Electronics 持續發揮關鍵作用。40 多年來, Master Electronics 一直是 C&K 的堅定合作伙伴, 通過中間商的解決方案及合作的方式來解決問題, 獲得了持久的客户滿意和信任。」 C&K 美國渠道銷售區域總監 Ian Gee 補充道:「雖然由於新冠肺炎疫情, C&K 在 2020 年面臨很多挑戰, Master Electronics 仍然為 C&K 貢獻了每一項關鍵指標的增長, 因此我們很自豪地通過這個獎項來表彰他們取得的成就。」 Riad Nizam 隨後説道:「過去 40 年內, C&K 和 Master Electronics 為合作伙伴關係的含義樹立了典範, 我十分期待未來 40 年的合作前景。我很高興接受這個獎項並把它帶回公司分享給我們的團隊!」

    C&K 新冠肺炎疫情 CK

  • 科索發佈一款用於醫療和工業應用可提供300%峯值功率的開放式電源

    · 在長達1000ms內提供300%峯值功率 · 已通過EN62477-1 OVC III認證,適用於工業應用 · 適用於醫療浮體(BF)應用 · 針對自由空氣對流優化PCB佈局,使其小巧緊湊 · 高效使能耗降低 · 標準5年質保期 科索有限公司,今天宣佈推出600W自由空氣對流冷卻電源AEA600F系列。考慮到苛刻的應用,AEA600F能夠在長達1000ms的時間內提供300%的峯值功率,它專為需求高安全性的應用而設計,已通過工業應用的EN62477-1(OVC Ⅲ)標準認證,並獲得了ANSI/AAMI ES60601-1和EN60601-1第三版的醫療認證。AEA600F適用於醫療浮體(BF)應用,並符合2MOPP(IN/OUT)和1MOPP(OUT/FG)安全要求。AEA600F針對自由空氣對流進行了佈局優化,使其非常適合在低噪聲環境下運行的設備中使用。 隨着工業和醫療應用中自動化水平的不斷提高,電源必須能夠根據動態負載(例如,電動機起動)的要求,在高峯運行的時間內提供額外功率。為了滿足和維持這種狀態,必須將電源設計為具有高動態控制水平和能夠承受重複峯值負載的功率級電源。AEA600F能夠在長達1000ms的時間內提供在自由空氣對流冷卻環境下的300%標準功率,這是出色的,並能響應工業和醫療設備的最新市場需求。 現在,工業應用需要高效的且能夠在各種環境中以較高的安全性工作的電源。AEA600F已通過EN62477-1三類過電壓(OVC Ⅲ)認證,這意味着由該產品供電的最終設備可以直接連接至主配電板,而無需增加額外的隔離等級。這簡化了系統設計人員的工作,降低了成本,保證了最高的效率。 對於醫療應用,AEA600F輸入到輸出隔離符合2MOPP,輸入對地符合1MOPP,輸出對地符合1MOPP,因此該產品適用於人體漂浮(BF)應用。該設備已通過ANSI/AAMI ES60601-1和EN60601-1第三版認證。 AEA600F提供4000VAC輸入對輸出絕緣、2000VAC輸入對地(FG)絕緣和1500VAC輸出對地(FG)絕緣。 多功能AEA600F專為國際應用而設計,具有85至264VAC的輸入電壓。提供三種輸出電壓:24V、36V和48V,額定電流分別為25A、16.7A和12.5A。可以使用內置的電位計來調節輸出電壓。 對於低諧波電流失真問題,AEA600F使用有源功率因數校正器(PFC),在開關段採用最新一代功率半導體LLC諧振拓撲,典型效率高達95%。 AEA600F可以通過並聯連接獲得額外的功率,最多可並六個單元。並聯時,通過調節 “主站” 單元上的輸出電壓, “從站” 會自動整齊地將其輸出電壓調節為相等的值。 AEA600F針對對流冷卻進行了優化,使其可以在-20至+70攝氏度的環境温度範圍內運行。根據最終設備中使用的組裝方法和通風情況,可能會按照技術文檔中的説明進行降額處理。 AEA600F有嵌入浪湧電流、過流、過壓保護電路和熱保護。 AEA600F開放式框架的尺寸為41 x 127 x 186mm(1.61 x 5 x7.32英寸),最大重量為1kg。 AEA600F符合的安全要求有UL(美國)、C-UL(加拿大)、DEMKO(丹麥)和TUV(德國)。該產品已通過UL62368-1、EN62368-1、EN62477-1(OVC Ⅲ)認證。 為了滿足特定應用的需求,提供多種選擇,包括:塗層(C)、附加蓋子(N)、接線端子(T)上的垂直定位螺釘、接線盒改為連接器(J)。擴展功能有:輔助輸出(AUX1 12V1A)、(AUX2 5VA1)、遠程ON/OFF和報警(R3)、UL508認證(T5)和過電流保護模式從打嗝模式更改為關機(P5)。 AEA系列適用於各種應用,例如:機器人和機器人技術、輸液泵、呼吸機、執行器、過程控制、無線電及傳輸設備和緊急信號裝置。 AEA600F系列質保期為5年,符合歐洲RoHS、REACH和低壓指令。 專為工業和醫療應用而設計的科索AEA600F能夠在長達1000ms的時間內提供300%峯值功率

    科索 醫療 科索 開放式電源

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